Eine neue planare Speisungsmethode einer dielektrischen Stabantenne unter Verwendung eines dielektrischen Resonators

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 9242 (2023) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel wird eine neue Methode zur Anregung von Oberflächenwellen in dielektrischen Stabantennen mithilfe dielektrischer Resonatorantennen vorgeschlagen. Bei diesem Verfahren wird eine rechteckige dielektrische Resonatorantenne mit einer Dielektrizitätskonstante von 10,2 in einer hohlzylindrischen dielektrischen Stabantenne aus Teflon untergebracht. Durch Anregung der Modi \({TE}_{111}^{y}\) und \({TE}_{113}^{y}\) der dielektrischen Resonatorantenne kann eine Oberflächenwelle entlang des Teflons eingekoppelt werden Rohr. Diese Methode bietet den Vorteil, die dielektrische Stabantenne in planare Schaltkreise zu integrieren, bei denen eine maximale Strahlung in Richtung senkrecht zur Platine wünschenswert ist. Im Vergleich zu anderen planaren Fütterungsmethoden führt diese Technik zu niedrigeren Hinterlappen- und Nebenlappenhöhen. Ich habe die vorgeschlagene Struktur hergestellt und Tests durchgeführt, um ihre Leistung zu messen. Die Messergebnisse zeigen eine Impedanzbandbreite von 22 % von 7,35 bis 9,4 GHz und eine maximale Verstärkung von 14 dB. Darüber hinaus liegt die simulierte Strahlungseffizienz der vorgeschlagenen Antenne im gesamten Band bei über 90 %.

Dielektrische Stabantennen eignen sich aufgrund ihrer großen Impedanzbandbreite, ihres hohen Gewinns, ihres stabilen Strahlungsmusters und ihrer hohen Strahlungseffizienz hervorragend für den Einsatz im Millimeterwellenband1,2,3. Der minimale Einsatz von Metall in der Antennenstruktur trägt zu ihrer hohen Strahlungseffizienz bei. Bei niedrigen Frequenzen dienen diese Antennen als Speisesysteme für Reflektorantennen4, während sie im Millimeterwellenbereich direkt in Schaltkreise integriert sind. Zahlreiche theoretische und experimentelle Studien wurden durchgeführt, um den Funktionsmechanismus zu verstehen und die Strahlungseigenschaften dieser Antennen vorherzusagen5,6. Aufgrund ihrer vielen positiven Eigenschaften sowohl im Mikrowellen- als auch im Millimeterwellen-Frequenzband werden sie häufig in verschiedenen Telekommunikationsanwendungen eingesetzt7,8,9,10. Kürzlich wurden sie als effiziente Antennen im Terahertz- und optischen Band für die On-Chip-Verbindungskommunikation zwischen integrierten Schaltkreiselementen eingeführt11,12,13,14. Ihre Integration in planare Schaltkreise stellt jedoch eine Herausforderung dar, da zur Anregung dieser Antenne eine nichtplanare Wellenleiterstruktur erforderlich ist.

Dielektrische Stabantennen können auf verschiedene Arten angeregt werden, sowohl mit planaren als auch mit nichtplanaren Strukturen. Beispielsweise wurde in 15 ein V-förmiger, sich verjüngender, transversaler elektromagnetischer Doppeldrahtwellenleiter zur Speisung der dielektrischen Stabantenne verwendet. Obwohl diese Speisestruktur eine große Impedanzbandbreite erzeugt hat, fehlt ihr die Fähigkeit, sich in planare Strukturen zu integrieren. In einer anderen Studie16 wurden ein quadratischer Metallwellenleiter und ein konisches Horn verwendet, um die dielektrische Stabantenne anzuregen. Zusätzlich wurden zwei senkrechte Mikrostreifen-zu-Wellenleiter-Übergänge verwendet, um den Wellenleiter anzuregen, was zur Anregung von zwei orthogonalen Moden im Wellenleiter führte. In der Literatur sind mehrere andere Arbeiten zu finden, in denen die Anregung dielektrischer Stäbe mit metallischen Wellenleitern oder anderen nichtplanaren Speisenetzwerken durchgeführt wurde; Der Kürze halber werden sie hier jedoch nicht besprochen17,18,19,20,21,22,23.

Bei bestimmten Anwendungen, etwa bei mm-Wellen-Basisstationen und Automobilradar, ist eine planare Speisestruktur erforderlich, um die Antenne anzuregen. Diese Methode ermöglicht eine einfachere Anordnung der dielektrischen Stabantenne. Beispielsweise haben die Autoren im Jahr 24 die Antenne über eine gefaltete Schlitzöffnung in der Grundebene gespeist. Aufgrund der Rückkeule im Strahlungsmuster ist diese Methode jedoch nur begrenzt anwendbar. In diesem Artikel vergleichen wir diese Fütterungsmethode mit unserer vorgeschlagenen Methode. Andere ähnliche Arbeiten verwendeten ebenfalls Schlitzanregung25. Es gibt alternative planare Zuführungsmethoden, die zu einem Strahlungsmuster am Ende des Feuers führen26,27,28.

In unserer Arbeit stellen wir einen neuartigen Ansatz vor, bei dem erstmals eine dielektrische Resonatorantenne (DRA) zur Speisung der dielektrischen Stabantenne verwendet wird. Ein rechteckiger DRA wird in einem langen Teflonrohr platziert und von unten durch eine Schlitzöffnung erregt. Die Verwendung von DRA verbessert die elektromagnetische Kopplung von der Mikrostreifenleitung zum dielektrischen Stab und minimiert gleichzeitig die Rückstrahlung der Antenne. Der Hauptunterschied zwischen dieser Methode und der Einspeisung durch Schlitzapertur liegt in unserer Fähigkeit, Nebenkeulen und Hinterkeulenpegel des Strahlungsmusters zu optimieren.

Der Aufsatz ist wie folgt aufgebaut: Unter „Antennenkonfiguration“ wird die Antennenkonfiguration vorgestellt. In „Parametrische Studie“ wird eine parametrische Studie durchgeführt. In „Vergleich mit schlitzgespeisten dielektrischen Stäben“ wird die vorgeschlagene Zuführmethode mit der zuvor beschriebenen Schlitzanregungsmethode verglichen. Unter „Messergebnisse“ werden die gemessenen und simulierten Ergebnisse der vorgeschlagenen Antenne miteinander verglichen. Abschließend wird unter „Schlussfolgerung“ das Fazit der Arbeit präsentiert.

Abbildung 1 zeigt die Geometrie der vorgeschlagenen dielektrischen Stabantenne, die mit einem dielektrischen Resonator gespeist wird. Wie man sehen kann, ist ein rechteckiger DRA mit den Abmessungen \(a_{DRA} \times a_{DRA} \times h_{DRA}\) in einem langen Teflonrohr untergebracht, das die Rolle eines dielektrischen Stabes spielt. Der Innen- und Außendurchmesser sowie die Höhe des Teflonschlauchs betragen \(d_{in}\), \(d_{out}\) bzw. \(h_{ROD}\). Eine Schlitzöffnung mit den Abmessungen \(l_{s} \times w_{s}\) ist in die Grundebene mit der Größe \(L_{g} \times L_{g}\) eingraviert. Die Schlitzblende wird von unten durch eine Mikrostreifen-Zuleitung erregt und zur Kopplung der Leistung von der Leitung an den DRA verwendet. Die Mikrostreifenleitung ist auf das RO 4003-Substrat mit einer Dicke von 0,508 mm und einer Dielektrizitätskonstante von 3,55 gedruckt. Der DRA wird aus dem dielektrischen Material Rogers 6010 hergestellt, das eine Dielektrizitätskonstante von 10,2 und einen Verlustfaktor von 0,0023 aufweist.

Geometrie der vorgeschlagenen Antenne, (a) 3D-Ansicht, (b) Draufsicht.

Das Betriebsfrequenzband der Antenne wird durch die DRA- und Schlitzmodi bestimmt. Zur Bestimmung der DRA-Resonanzfrequenz kann davon ausgegangen werden, dass der Teflonschlauch aufgrund seines Abstands zum DRA keinen wesentlichen Einfluss auf die DRA-Resonanzfrequenz hat. Um die Resonanzfrequenz von DRA zu berechnen, kann daher die bekannte dielektrische Wellenleitermethode29,30 verwendet werden, um die Resonanzfrequenz von rechteckigen DRA zu berechnen. Um den \(TE_{111}^{y}\)-Modus im DRA bei einer Frequenz von 8 GHz anzuregen, werden die DRA-Abmessungen als aDRA = 7,1 mm und hDRA = 19,3 mm erhalten. Alle Antennenparameter sind optimiert, um den besten Gewinn, Nebenkeulenpegel, Bandbreite und Rückkeulenpegel zu erzielen. Die optimierten Werte dieser Parameter sind in Tabelle 1 aufgeführt. Die Simulationen werden mit CST MW Studio 2022 durchgeführt.

Abbildung 2a zeigt den simulierten Reflexionskoeffizienten der vorgeschlagenen Antenne. In der Reflexionskoeffizientenkurve sind drei Resonanzen zu erkennen, die aus der Resonanz von DRA- und Schlitzmoden resultieren. Aus dem in dieser Abbildung gezeigten Antennengewinndiagramm ist außerdem ersichtlich, dass in dem Frequenzbereich, der mit der Resonanz der DRA-Modi zusammenhängt, ein Gewinn von über 13 dB erzielt wurde. Abbildung 2b zeigt die SLL- und Front-to-Back-Ratio-Diagramme (F/B), die auf eine gute Leistung dieser Antenne im Frequenzbereich von 7,5 bis 9,5 GHz schließen lassen. Insbesondere ist zu erkennen, dass das F/B-Verhältnis sehr gut ist, was auf eine deutliche Reduzierung des Hinterkeulenniveaus des Strahlungsmusters hinweist.

Die simulierten Ergebnisse der vorgeschlagenen Antenne, (a) Reflexionskoeffizient und Gewinn der vorgeschlagenen Antenne, (b) Seitenkeulenpegel in XoZ- und YoZ-Ebenen und Vorder-zu-Rückseite-Verhältnis.

Vor der parametrischen Untersuchung der Antenne zeichnen wir die elektrischen Feldverteilungen an drei Frequenzpunkten auf, die den Minima des Reflexionskoeffizientendiagramms zugeordnet sind, um zu bestimmen, welche Frequenzen mit der Resonanz der DRA- und Schlitzmodi verbunden sind.

Wie in Abb. 3a gezeigt, ist bei der Frequenz, die dem ersten Minimum im Reflexionskoeffizientendiagramm entspricht, also 7,1 GHz, die Stärke des elektrischen Feldes um den Schlitz herum stark, was darauf hindeutet, dass die Resonanz des Modus mit dem Schlitzmodus zusammenhängt . Auch in der zweiten und dritten Minimalfrequenz des Diagramms, also 8,3 und 8,8 GHz, ähneln die in Abb. 3b, c gezeigten elektrischen Feldverteilungen den \(TE_{111}^{y}\) und \(TE_{113 }^{y}\) Modi von DRA.

Die simulierten elektrischen Feldverteilungen der vorgeschlagenen Antenne, (a) bei 7,6 GHz, (b) bei 8,3 GHz und (c) bei 8,8 GHz.

Nachdem nun der Ursprung der Resonanzen bekannt ist, lässt sich in diesen Abbildungen auch die Anregung von Oberflächenwellen im Inneren des Teflonrohrs erkennen. Durch den Vergleich von Abb. 3b, c mit Abb. 3a lässt sich erkennen, dass die angeregten Wellen in der Röhre stärker sind, wenn die Resonanzquellen DRA-Moden sind. DRA scheint dazu zu führen, dass die Welle nach oben gezogen wird.

Dieser Abschnitt umfasst parametrische Studien des Antennenverhaltens mit Variationen der Höhe und Breite des dielektrischen Resonators sowie der Höhe und Durchmesser der dielektrischen Stäbe. Zunächst wurde der Einfluss der DR-Höhe auf die Antenneneigenschaften untersucht. In Abb. 4a ist zu sehen, dass sich mit der Änderung der DR-Höhe die Lage der beiden oberen Minima in der Reflexionskoeffizientenkurve ändert, während sich die Lage des ersten Minimums nicht wesentlich ändert, was darauf hinweist, dass dies bei der ersten Resonanz nicht der Fall ist bezieht sich auf den DRA-Modus, sondern auf den Slot-Modus.

Die simulierten Ergebnisse der vorgeschlagenen Antenne für verschiedene Werte der DRA-Höhe, \(h_{DRA}\), (a) Reflexionskoeffizient, (b) Gewinn, (c) Vorder-zu-Rücken-Verhältnis, (d) Seitenkeulenpegel in der XoZ-Ebene, (e) Nebenkeulenebene in der YoZ-Ebene.

Abbildung 4b–e zeigt die Änderungen der Verstärkung, des Front-to-Back-Verhältnisses und der Nebenkeulenpegel für hdRA zwischen 17,3 und 21,3 mm. Beachten Sie, dass die bestmögliche Wahl h = 19,3 mm ist. Außerdem wurde herausgefunden, dass der beste SLL sowohl in der XoZ- als auch in der YoZ-Ebene, was Verstärkung und Verhältnis von vorne nach hinten betrifft, für den Frequenzbereich erreicht wird, in dem der DRA mitschwingt, d. h. im oberen Teil des Betriebsbands. Tatsächlich ist dies, wie bereits erwähnt, der Vorteil der Verwendung von DR zur Erregung des dielektrischen Stabes anstelle eines einzelnen Schlitzes. Abbildung 5 zeigt den Einfluss der DR-Länge auf die Ausgangsergebnisse der vorgeschlagenen Antenne. Durch Ändern der Länge von DR ändert sich die Position der beiden oberen Minima der Kurve. Eine Vergrößerung der DR-Länge führt zu einer Verringerung der Frequenz dieser beiden Punkte, was auf die Änderung der Resonanzfrequenz der TE111- und TE113-Modi der DR-Antenne zurückzuführen ist. Auch der Ort des ersten Minimums der Kurve, das mit der Resonanz des Schlitzes zusammenhängt, ändert sich nicht, sondern nur sein Niveau. Aus Abb. 5b – e, die die Diagramme der Verstärkung, des Vor-Rück-Verhältnisses und der Nebenkeulenpegel in der XoZ- und YoZ-Ebene zeigt, lässt sich erkennen, dass die DR-Länge 7,1 mm betragen sollte, um einen Kompromiss zwischen diesen Ergebnissen zu erzielen.

Die simulierten Ergebnisse der vorgeschlagenen Antenne für verschiedene Werte der DRA-Länge, \(a_{DRA}\), (a) Reflexionskoeffizient, (b) Gewinn, (c) Vorder-zu-Rücken-Verhältnis, (d) Seitenkeulenpegel in der XoZ-Ebene, (e) Nebenkeulenebene in der YoZ-Ebene.

Die Änderungen des Reflexionskoeffizienten, des Gewinns, des Vor-zu-Rück-Verhältnisses und der Nebenkeulenpegel der Antenne bei Variation der Stabhöhe sind in Abb. 6 dargestellt. Aus Abb. 6a ist ersichtlich, dass sich die Bandbreite der Antenne nicht geändert hat bedeutend. Dies liegt daran, dass die drei Resonanzen im Betriebsband von den DR- und Slot-Modi stammen. Aus Abb. 6b–e geht jedoch klar hervor, dass die Höhe des Stabes einen erheblichen Einfluss auf die Fernfeldergebnisse der Antenne hat und ein guter Kompromiss zwischen diesen Ergebnissen für hRod = 74 mm erreicht wird. Wie in Abb. 6c gezeigt, hat die Änderung der Stabhöhe einen erheblichen Einfluss auf die Frequenzorte der Spitzen des Vorder-zu-Rück-Verhältnisses (F/B). Die Standorte von |S11| bleiben unverändert. Dies weist darauf hin, dass das Vorhandensein des Stabes dazu führt, dass die Frequenzorte der F/B-Peaks nicht mit |S11| übereinstimmen. Die F/B-Kurve in dieser Abbildung zeigt auch, dass mit zunehmender Stabhöhe auf 78 mm drei Spitzen in der F/B-Kurve bei Frequenzen von 7,5, 8,5 und 9,8 GHz erscheinen. Diese Spitzen entsprechen der Resonanz des Schlitzes und den beiden Resonanzen der DRA-Moden.

Die simulierten Ergebnisse der vorgeschlagenen Antenne für verschiedene Werte der dielektrischen Stabhöhe, \(h_{Rod}\), (a) Reflexionskoeffizient, (b) Gewinn, (c) Vorder-Rück-Verhältnis, (d) Seitenkeule Ebene in der XoZ-Ebene, (e) Nebenkeulenebene in der YoZ-Ebene.

In diesem Abschnitt wird der Vergleich zwischen den Simulationsergebnissen der an DR gekoppelten dielektrischen Stabantenne und der an die Schlitzapertur gekoppelten dielektrischen Stabantenne diskutiert. Abbildung 7 zeigt einen Vergleich zwischen Reflexionskoeffizienten, Gewinnen, Vor-Rück-Verhältnissen und SLLs dieser beiden Antennen. In all diesen Kurven wird die Überlegenheit der DRA-gekoppelten Antenne deutlich.

Vergleich zwischen Simulationsergebnissen einer an DR gekoppelten dielektrischen Stabantenne mit einer an die Schlitzapertur gekoppelten Stabantenne, (a) Reflexionskoeffizient, (b) Gewinn, (c) Verhältnis von vorne nach hinten, (d) Nebenkeulenpegel in der XoZ-Ebene, (e) Nebenkeulenebene in der YoZ-Ebene.

Um den Grund für diese Überlegenheit zu erklären, sind die elektrischen Feldverteilungen der beiden Antennen in Abb. 8 dargestellt, die die starke Kopplung des elektrischen Feldes an das DRA-gespeiste Teflonrohr im Vergleich zum schlitzgespeisten Rohr zeigt. Tatsächlich hat die DRA dazu geführt, dass die Wellen nach oben gerichtet sind, im Gegensatz zum Schlitz, der tendenziell eine relativ gleiche Strahlung sowohl nach oben als auch nach unten aufweist.

Die elektrische Feldverteilung einer dielektrischen Stabantenne mit zwei unterschiedlichen Einspeisemethoden, (a) gekoppelt an DR bei 8,4 GHz, (b) gekoppelt an Schlitzapertur bei 7,35 GHz.

Die Leistung, die zwischen dem Anschluss und der Antenne übertragen wird, wird durch den Typ des Anschlusses und die Position relativ zur dielektrischen Stabantenne beeinflusst. Während zur Bestimmung dieser Werte typischerweise numerische Methoden erforderlich sind, kann das Verständnis der Feldverteilungen der Stabmoden und die Verwendung des Lorentz-Reziprozitätssatzes wertvolle Erkenntnisse liefern. Die Quelle kann entweder als elektrischer oder magnetischer Strom dargestellt werden, wenn sie an einen Stab gekoppelt ist, und der Reziprozitätssatz kann mit den entsprechenden Randbedingungen verwendet werden, um den Kopplungsbetrag χ zwischen der Quelle und den Feldern des Stabs zu bestimmen. Das Ausmaß der Kopplung für elektrische und magnetische Quellen kann mit den folgenden Gleichungen berechnet werden31.

Dabei stehen Js und Ms für elektrische bzw. magnetische Stromquellen und EROD und HROD beziehen sich auf die elektrischen und magnetischen Felder innerhalb des dielektrischen Stabs. V stellt das Volumen dar, in dem sich die elektrischen und/oder magnetischen Stromquellen befinden.

Nach Gl. (1) Um eine starke Kopplung mit einer elektrischen Stromquelle zu erreichen, sollte die Quelle in einem Bereich mit starken elektrischen Feldern innerhalb des Stabes platziert werden. Umgekehrt gilt Gl. (2) besagt, dass zur Erzielung einer starken Kopplung mit einer magnetischen Stromquelle (z. B. einer Schleife oder Apertur) die Quelle in einem Bereich mit starken Magnetfeldern platziert werden sollte. Aus diesen beiden Gleichungen geht hervor, dass die Kopplung umso größer ist, je größer das Volumen von V ist, das das Volumen der Quellen darstellt, die mit den Stabfeldern interagieren.

Als magnetische Stromquelle kommt ein Blendenschlitz in Betracht. Es wurde auch gezeigt, dass ein DRA mithilfe magnetischer Stromquellen an seinen Wänden modelliert werden kann. Während bei der Modellierung mit dem Äquivalenzprinzip auch elektrische Ströme an den Wänden vorhanden sind, ist ihre Reichweite im Vergleich zu den äquivalenten magnetischen Strömen gering und kann vernachlässigt werden32,33. Abbildung 9 zeigt ein vereinfachtes Modell des DRA und des Schlitzes im dielektrischen Stab. Es ist zu beobachten, dass das Volumen, in dem die magnetischen Äquivalentströme des DRA mit dem Magnetfeld des dielektrischen Stabs interagieren, größer ist als das Volumen des magnetischen Stromeingriffs des Schlitzes. Als Ergebnis gilt Gl. (1) und (2) zeigen an, dass die Wellenkopplung vom DRA zum Stab größer ist als die vom Schlitz zum Stab.

Einfache Modellierung von Schlitz und DRA als Quellen magnetischer Ströme im dielektrischen Stab, (a) Magnetfelder von Wanderwellen im dielektrischen Stab, (b) Schlitzöffnung als magnetische Stromquelle, (c) äquivalente magnetische Stromdichten über den Wänden des DRA .

Um die Simulationsergebnisse zu bestätigen, wird ein Prototyp einer mit DRA gespeisten dielektrischen Stabantenne hergestellt, der in Abb. 10 dargestellt ist. Die Antenne wurde im Antennenlabor der KNTU-Universität in Teheran getestet. Zur Messung des Reflexionskoeffizienten der Antenne wurde ein HEWLETT-PACKARD 8410C NETWORK ANALYZER verwendet. Für den Test wurde eine Standard-Hornantenne vom Typ WR-102 verwendet, die das Frequenzband von 7 bis 11 GHz abdeckt. Die Ergebnisse des aus der Simulation und Messung erhaltenen Reflexionskoeffizienten sind in Abb. 11 dargestellt, die eine Impedanzbandbreite von 22 % bei der Frequenz von 7,45 bis 9,3 GHz zeigt. Es gibt eine gewisse Diskrepanz zwischen den Simulations- und Messergebnissen, die auf Herstellungs- und Messfehler zurückzuführen ist. Der Messfehler wird durch das Vorhandensein des Stromkabels und anderer Geräte in der Nähe der zu testenden Antenne verursacht.

Der hergestellte Prototyp der vorgeschlagenen dielektrischen Stabantenne.

Die simulierten und gemessenen Reflexionskoeffizienten der vorgeschlagenen Antenne.

Abbildung 12 zeigt die Simulations- und Messgewinne. Wie man sieht, beträgt die maximale Verstärkung 14 dB und die Verstärkung im gesamten Band ist höher als 11 dB. Es wird eine gute Übereinstimmung zwischen Mess- und Simulationsergebnissen erreicht. Es ist zu beachten, dass durch Erhöhen der Stablänge bis zu \(6\lambda_{0}\) die Verstärkung noch mehr als diesen Wert erhöht werden kann, aber der Zweck dieses Artikels besteht darin, eine neue Zuführmethode dafür zu beweisen die Stabantenne und eine Struktur mit einer geringeren Höhe von etwa \(2\lambda_{0}\) betrachtet.

Die simulierten und gemessenen Gewinne der vorgeschlagenen Antenne.

Abbildung 13 zeigt die Strahlungsmuster der vorgeschlagenen Antenne bei 8 und 9 GHz sowohl in der XoZ- als auch in der YoZ-Ebene. Es ist zu beobachten, dass die Strahlungsdiagramme der Antenne auf die Ziellinie gerichtet sind und die Nebenkeulenpegel der Antenne unter 10 dB liegen. Es wird eine Kreuzpolardiskriminierung von über 20 dB erreicht. Außerdem stimmen die Messergebnisse relativ gut mit den Simulationsergebnissen überein.

Die simulierten und gemessenen Strahlungsmuster der vorgeschlagenen Antenne, (a) bei 8 GHz in der XoZ-Ebene, (b) bei 8 GHz in der YoZ-Ebene, (c) bei 9 GHz in der XoZ-Ebene, (d) bei 9 GHz in der YoZ-Ebene .

Abschließend wurde die vorgeschlagene Antenne mit anderen dielektrischen Stabstrukturen verglichen, die ebenfalls ein breitseitiges Strahlungsmuster aufweisen. Es ist wichtig zu beachten, dass die Verwendung eines dielektrischen Resonators zur Speisung des dielektrischen Stabs dazu gedacht war, eine Struktur mit einem Breitseitenmuster zu erzeugen. Dies bedeutet, dass die Hauptkeule des Strahlungsmusters senkrecht zur Grundebene verläuft. Daher ist es nicht angebracht, diese Struktur mit Proben zu vergleichen, die ein Strahlungsmuster am Ende des Feuers aufweisen. Dies liegt daran, dass, wie bereits erwähnt, ein Breitseitenmuster in der Antenne viele Vorteile gegenüber Endfeuermustern bietet, einschließlich der einfacheren Anordnung der Antenne. Es gibt nur wenige Berichte über dielektrische Stabantennen mit Breitseitenmustern, und es gibt noch Raum für weitere Forschung auf diesem Gebiet. Ein weiterer Vorteil dieser Antenne ist ihr völlig planares Speisenetzwerk. Dadurch entfällt die Notwendigkeit einer Metallummantelung im Anfangsabschnitt des dielektrischen Stabes, die in vielen früheren Arbeiten vorhanden war.

Tabelle 2 zeigt einen Vergleich zwischen der vorgeschlagenen Antenne und zuvor gemeldeten Antennen, die ein Breitseitenmuster aufweisen. Im Vergleich zu der in24 vorgestellten Arbeit weist die vorgeschlagene Struktur eine relativ gleiche Impedanzbandbreite auf, ihre Verstärkung ist jedoch geringer. Ein Grund dafür ist, dass die in24 beschriebene Struktur ein 2 × 2-Array von DRAs ist. Allerdings ist die Länge der in 24 vorgestellten Arbeit, wie aus der Tabelle hervorgeht, fast dreimal so lang wie die unserer Arbeit.

Im Vergleich zu der in 25 vorgestellten Arbeit weist unsere vorgeschlagene Arbeit eine kleinere elektrische Dimension und eine höhere Verstärkung auf. Die Impedanzbandbreite der vorgeschlagenen Arbeit ist kleiner als die von25. Es ist jedoch wichtig zu beachten, dass die Bandbreite in der vorgeschlagenen Struktur durch die Verwendung eines breitbandigen dielektrischen Resonators erhöht werden kann.

In den Arbeiten 34 und 35 werden planare Schlitz- und Patch-Feeds verwendet, die jedoch von einem Wellenleiter umgeben sind, was die Komplexität der Konstruktion erhöht. Wie in der Tabelle gezeigt, weist Work34 jedoch eine sehr kleine Impedanzbandbreite auf, und Work35 weist auch eine geringere Impedanzbandbreite und Verstärkung auf als das vorgeschlagene Work.

In diesem Artikel wird eine planare Struktur zur Anregung von Oberflächenwellen in einer dielektrischen Stabantenne vorgestellt. Die Struktur ermöglicht die Steuerung der Nebenkeulen- und Hinterkeulenpegel im Antennenstrahlungsmuster. Diese Methode eignet sich zur Speisung der Stabantenne, wenn eine Richtcharakteristik senkrecht zum Boden benötigt wird. Im Vergleich zur Verwendung eines Schlitzes zur Anregung des Stabes reduziert die Verwendung eines dielektrischen Resonators die Rück- und Nebenkeulenpegel im Strahlungsmuster und erzielt gleichzeitig eine höhere Impedanzbandbreite und Verstärkung. Die vorgeschlagene Antenne wurde hergestellt und die Messergebnisse bestätigen die Simulationsergebnisse. Die Antenne hat eine Impedanzbandbreite von 22 % und einen gemessenen maximalen Gewinn von 14 dB.

Die während der aktuellen Studie verwendeten und/oder analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Fakultät für Elektrotechnik und Informationstechnik, Technische Universität Qom, Qom, Iran

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SF hat den Haupttext des Manuskripts geschrieben und alle Abbildungen vorbereitet. SF hat das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Saeed Fakhte.

Der Autor gibt keine Interessenkonflikte an.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Fakhte, S. Eine neue planare Speisungsmethode einer dielektrischen Stabantenne unter Verwendung eines dielektrischen Resonators. Sci Rep 13, 9242 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-36543-0

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Eingegangen: 23. April 2023

Angenommen: 06. Juni 2023

Veröffentlicht: 07. Juni 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-36543-0

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